قطعات نیمه‌هادی به کار رفته در یک منبع تغذیه سوئیچینگ، سوئیچ‌های قدرت

کشف و دستیابی به قطعات ارزان قیمت نیمه هادی نقطه عطفی در تاریخ منابع تغذیه سوئیچینگ محسوب می‌شود. این مفهوم از دهه 1930 شناخته شده است، اما در آن زمان منابع تغذیه کمتری با استفاده از تکنیک سوئیچینگ ساخته می‌شد. نیمه هادی‌ها مزایای زیادی برای طراح فراهم می‌کنند که از جمله آن‌ها می‌توان به اندازه کوچک، سرعت بالا و استفاده آسان از آن‌ها را نام برد. تکنولوژی منبع تغذیه سوئیچینگ از آخرین فناوری و پیشرفت‌های نیمه هادی‌ها استفاده می‌کند. امروزه نیمه هادی‌ها به یک سطح بالایی از پیچیدگی‌ها و تکامل در رابطه با کاربرد آنها در منابع تغذیه سوئیچینگ رسیده‌اند. با وجود این همه تکامل در نیمه هادی‌ها، آن‌ها آسیب پذیرترین قطعات در یک منبع تغذیه سوئیچینگ می‌باشند. بنابراین برای طراحی یک منبع تغیه پایدار و قابل اطمینان، طراح نه تنها باید نحوه استفاده از آن‌ها را بلد باشد، بلکه دلیل خرابی‌شان را نیز باید بداند.

 ترانزیستورهای قدرت دوقطبی

ترانزیستورهای دو قطبی به عنوان سوئیچ قدرت در منابع تغذیه سوئیچینگ از زمان ظهور نیمه هادی‌ها مورد استفاده قرار می‌گرفتند. ولی آن‌ها کم کم جای خود را به ماسفت‌های قدرت دادند و الان در کمتر منبع تغذیه از ترانزیستورهای دوقطبی قدرت جهت سوئیچینگ استفاده می‌شود.

ترانزیستورهای دوقطبی قدرت یک قطعه کنترل شده با جریان می‌باشند. یعنی برای جاری شدن جریان از پایه کلکتور آن‌ها یا به اصطلاح برای روشن شدن ترانزیستور، باید جریانی به پایه بیس آن‌ها تزریق شود. وقتی ترانزیستور در ناحیه خطی عمل می کند، رابطه بین جریان بیس و کلکتور به رابطه بهره جریان ترانزیستور مشهور می‌باشد.

درایو کردن بیس ترانزیستور

ولی تزانزیستورهایی که در منابع تغذیه سوئیچینگ به کار می‌روند در ناحیه اشباع کار می‌کنند. چون در ناحیه اشباع افت ولتاژ کلکتور-امیتر به حداقل مقدار خود و جریان کلکتور به حداکثر مقدار خود می‌رسد. در واقع در این حالت عملکرد ترانزیستور به سوئیچ ایده‌آل نزدیکتر می‌باشد. در نتیجه رابطه بالا به صورت زیر در می‌آید.

این به این معنی است که طراح باید جریان بیس ترانزیستور را به حد کافی بالا در نظر بگیرد تا ترانزیستور بتواند وارد ناحیه اشباع شود. در این صورت تلفات ترانزیستور به خاطر پایین بودن ولتاژ کلکتور-امیتر، حداقل می‌شود. بنابراین طراح برای محاسبه جریان بیس، باید بدترین شرایط را در نظر بگیرد. یعنی از حداقل مقدار بهره جریان ترانزیستور برای رسیدن به جریان پیک از قبل تعیین شده استفاده کند.

مقدار این جریان پیک توسط سلف فیلتر خروجی، ولتاژ ورودی، عرض پالس‌ها و به بار بستگی دارد.

درایو بیس ثابت (fixed base drive)

یک روش معمول برای درایو کردن ترانزیستورها، استفاده از روش درایو بیس ثابت (fixed base drive) می‌باشد. در این روش جریان زیادی وارد بیس ترانزیستور می‌شود. و این جریان بالا مشکلاتی را برای طراح به وجود می‌آورد. اگر این جریان از طریق شبکه ورودی تامین شود، تلفات مدار درایور بیس (V_in .I_b)به شدت بالا خواهد بود. روش‌های زیادی برای کاهش این تلفات وجود دارد. یکی از این روش‌ها اضافه کردن سیم پیچ اضافی به ترانسفورمر برای ایجاد ولتاژ پایین نسبت به ولتاژ شبکه ورودی می‌باشد. این عمل باعث کاهش تلفات درایور بیس می‌شود. در این روش سرعت قطع شدن ترانزیستور به خاطر رفتن به حالت اشباع، کمتر می‌باشد. در منابع تغذیه غیر بهینه تلفات مدار درایور بیس ثابت، تقریبا 40درصد از کل تلفات منبع را شامل می‌شود.

روش درایو تناسبی (proportional base drive)

روش دیگر برای درایو کردن بیس ترانزیستور استفاده از روش درایو تناسبی (proportional base drive) می‌باشد. این روش، جریان کافی برای نگه داشتن ترانزیستور در یک لحظه در حالت اشباع را تامین می‌کند و از آنجایی که این جریان از یک منبع ولتاژ پایین تامین می‌شود، تلفات این روش نسبت به روش قبلی پایین می‌باشد. همچنین سرعت قطع ترانزیستور در این روش بالاتر می‌باشد. بنابراین نحوه درایو کردن ترازیستور تاثیر زیادی بر راندمان منبع تغذیه دارد.

سرعت سوئیچ ترانزیستورهای دوقطبی خیلی آرام‌تر از ماسفت‌های قدرت می‌باشد. همچنین سرعت سوئیچ ترانزیستورهای قدرت بستگی زیادی به مدار درایور آن‌ها دارد (شکل 2-5). در روش درایو ثابت، سرعت سوئیچ بین 100نانوثانیه تا 1.5 میکروثانیه می‌باشد. در منابع تغذیه سوئیچینگ، سرعت سوئیچ تاثیر مستقیمی بر تلفات سوئیچینگ دارد. تلفات ترانزیستور در مدت زمان صعود و نزول آن یعنی مدت زمانی که ترانزیستور از حالت روشن به حالت خاموش و یا بر عکس می‌رود، اتفاق می‌افتد. در این لحظه کوتاه ممکن است صدها وات توان در ترانزیستور تلف شود.

متوسط توان تلف شده در یک بازه مشخص رابطه مستقیمی با فرکانس کاری منبع تغذیه دارد.

میزان سرعت سوئیچینگ ترانزیستور بستگی زیادی به نرخ شارژ و دشارژ خازن بیس-امیتر دارد. همین امر طراحی مدار درایور برای ترانزیستور را سخت تر می‌کند. در مدت زمان روشن بودن ترانزیستور، مدار درایور باید به صورت یک منبع جریان عمل کند و خازن را با نرخ مناسبی شارژ کند و در مدت زمان خاموشی ترانزیستور، باید یک مسیر کم مقاومتی را برای تخلیه سریع این خازن فراهم آورد. درایورهای بهینه از دو ترانزیستور pull-up و pull-down مانند توپولوژی totem-pole برای درایو کردن بیس استفاده می‌کنند. در این مدار، موقعی که ترانزیستور سوئیچ روشن است جریان آن از طریق یک مقاومت سری با منبع و یک مقاومت سری بین بیس ترانزیستور و مدار totem-pole عبور می‌کند. و یک خازن کوچک از مرتبه 50 تا 200 پیکوفاراد موازی با مقاومت بیس ترانزیستور قرار می‌گیرد. وظیفه این خازن افزایش سرعت سوئیچینگ ترانزیستور می‌باشد. نحوه کار بدین صورت است که در زمان روشن بودن ترانزیستور این خازن به حد کافی شارژ می‌شود، با صفر شدن ولتاژ ورودی (ولتاژ درایور)، این خازن به صورت یک ولتاژ منفی روی پیوند بیس-امیتر ظاهر می‌شود. و این عمل باعث می‌شود که بارهای ذخیره شده در پیوند بیس-امیتر با سرعت بالایی تخلیه شوند، در نتیجه سرعت خاموش شدن ترانزیستور بیشتر می‌شود. مقدار ولتاژ منفی ظاهر شده روی پیوند بیس-امیتر ترانزیستور نباید از حد مجاز بیشتر باشد. زیرا اعمال ولتاژ منفی زیاد باعث شکست پیوند شده و باعث خرابی ترانزیستور می‌شود.

شکل 2-5 مدارهای درایور بیس که مانع وارد شدن ترانزیستور به ناحیه اشباع می‌شوند.

مقدار ولتاژ معمول برای این کار ماکزیمم 5- ولت می‌باشد. در درایورهای با کوپل ترانسفورمری هم از این روش‌ها برای افزایش سرعت خاموش شدن ترانزیستور استفاده می‌شود. در این روش‌ها نیز اگر از روش‌های پسیو برای خاموش کردن ترانزیستور در طرف اولیه ترانس استفاده شود، سرعت خاموش شدن ترانزیستور همچنان پایین خواهد بود. ولی استفاده از آرایش totem-pole در طرف اولیه ترانسفورمر سرعت سوئیچینگ را بالا خواهد برد.

مشخصات کلیدی ترانزیستور برای طراحی

از مشخصات کلیدی و مهم ترانزیستور که باید در فرآیند طراحی مورد بحث و بررسی قرار گیرد، زمان صعود (rise-time)، زمان نزول (fall-time) و زمان ذخیره سازی (storage-time) می‌باشد. مقادیر داده شده در یک برگه اطلاعات نوعی از آزمایش و روش تستی که در برگه اطلاعات مشخص شده بدست می‌آید و مقادیر واقعی در یک منبع تغذیه بستگی زیادی به نحوه درایو کردن ترانزیستور دارد. از آن‌جایی که روش‌های تست در برگه اطلاعات مختلف برای ترانزیستورهای مختلف آنچنان باهم فرقی نمی‌کنند، در نتیجه مقادیر داده شده در برگه اطلاعات روش خوبی برای مقایسه سرعت ترانزیستورها با یکدیگر می‌باشد.

زمان صعود و نزول ترانزیستور

زمان صعود و نزول ترانزیستور توسط میزان سرعت شارژ و دشارژ شدن خازن بیس-امیتر توسط مدار درایور تعیین می‌شود. و ماکزیمم تلفات در ترانزیستور در این زمان‌ها اتفاق می‌افتد و همانطور که قبلا هم اشاره شد این تلفات هم تاثیر مستقیمی بر راندمان منبع تغذیه دارد.

زمان ذخیره ترانزیستور

و زمان ذخیره هم توسط میزان جریان اضافی بیس برای به اشباع بردن ترانزیستور، قبل از زمان خاموشی تعیین می‌شود. بار ذخیره شده در پیوند بیس-امیتر باعث می‌شود که بعد از برداشته شدن ولتاژ بیس، ترانزیستور همچنان در حالت روشن باقی بماند و بعد از گذشت یک زمان مشخصی ولتاژ کلکتور-امیتر آن شروع به تغییر می‌کند. بنابراین این مدت زمان را (مدت زمان بین برداشته شدن ولتاژ بیس ترانزیستور و شروع تغییرات در ولتاژ کلکتور-امیتر) زمان ذخیره ترانزیستور می‌نامند. با اینکه این زمان باعث تلفات آنچنانی در ترانزیستور نمی‌شود، ولی باعث می‌شود که منبع تغذیه به یک عرض پالس حداقل محدود شود. همچنین باعث ایجاد زمان مرده نیز می‌شود.

خرابی عمده ترانزیستورهای دو قطبی

دو نوع خرابی عمده برای ترانزیستورهای دو قطبی وجود دارد، که یکی از آن‌ها پدیده شکست بهمنی می‌باشد که در آن ولتاژ (V_ce(sus از حد مجاز تجاوز می‌کند و دیگری پدیده شکست دوم می‌باشد (شکل 3-5). شکست بهمنی زمانی اتفاق می‌افتد که ترانزیستور در حالت قطع باشد و یک ولتاژ نجومی و یا اسپایک وارد پایه کلکتور شود. مشکل شایع تر و پیچیده تر پدیده شکست ثانویه و ازدحام جریان می‌باشد.

این پدیده‌ها به ترتیب در مدت زمان روشن بودن و خاموش بودن ترانزیستور اتفاق می‌افتند. این‌ها پدیده‌ها، پدیده‌های وابسته به ولتاژ می‌باشند. که در اثر عبور جریان در حضور ولتاژهای نسبتا بالای کلکتور-امیتر رخ می‌دهند. در واقع در این حالت یک توان لحظه‌ای به طور غیریکنواخت روی سطح پیوند توزیع می‌شود. در مدت زمان روشن بودن ترانزیستور، گرادیان ولتاژ بیس-کلکتور باعث می‌شود که جریان کلکتور-امیتر در زیر لبه های لایه امیتر متمرکز شود. و در مدت زمان خاموش بودن ترانزیستور جریان در مرکز لایه امیتر متمرکز می‌شود. در هر دو حالت جریان متمرکز شده از یک مسیر عمودی عبور می کند که دارای افت ولتاژ زیادی در دو انتهای آن می‌باشد. این پدیده باعث می‌شود توان زیادی در یک لحظه و در مساحت کوچکی از لایه‌های ترانزیستور تلف شود و همانطور که قبلا هم اشاره شد این توان به صورت یکنواخت روی امیتر توزیع نمی‌شود.

خرابی شکست دوم معمولا نزدیک پایه پیوند بیس اتفاق می‌افتد (شکل 4-5) و پدیده ازدحام جریان نیز در طرف مخالف پایه پیوند بیس اتفاق می‌افتد. چون این پدیده به صورت آنی اتفاق می‌افتد، در نتیجه ترانزیستور در اثر این اتفاق آنچنان گرم نمی‌شود و با لمس ترانزیستور مشاهده می‌شود که ترانزیستور خنک می‌باشد. جلوگیری از این وضعیت تقریبا اجتناب تاپذیر است. اما برای حداقل کردن این توان لحظه‌ای لازم است که ترانزیستور با حداکثر سرعت ممکن سوئیچ شود تا زمان لازم برای ایجاد توان کمتر شود. این کار با دو روش صورت می‌گیرد. اول این که ترانزیستور وارد ناحیه اشباع نشود (اندکی زیر حالت اشباع). این عمل باعث کاهش زمان ذخیره بیس و زمان نزول می‌شود. راه حل دوم این است که اگر ترانزیستور را وارد ناحیه اشباع کنیم، در این صورت در مدت زمان خاموشی ترانزیستور از ولتاژ منفی برای تخلیه بارها، روی پیوند بیس-امیتر استفاده کنیم.

برای انتخاب ترانزیستور به نکات زیر توجه کنید:

1.  حتما از ترانزیستورهایی که برای کاربردهای سوئیچینگ ساخته شده‌اند استفاده کنید. ساختار این ترانزیستورها طوری است که جریان متمرکز یا انباشته شده را به صورت یکسان روی لایه توزیع می‌کنند. در نتیجه دماهای بالای ناشی از جمع شدگی جریان در یک نقطه کاهش می‌یابد.
2.  ترانزیستوری را انتخاب کنید که ولتاژ شکست آن 25درصد بالاتر از ماکزیمم ولتاژ روی کلکتور-امیتر باشد.

MOSFETهای قدرت

ماسفت‌های قدرت به سرعت در منابع تغذیه سوئیچینگ به عنوان سوئیچ قدرت سرعت بالا محبوبیت پیدا کردند. تکنولوژی ماسفت‌های قدرت در گذشته نه چندان دور پیشرفت چشمگیری داشته و عملکرد بهتر آنها از ترانزیستورهای دوقطبی قدرت سبقت گرفته است. سرعت سوئیچ ماسفت‌های قدرت 10 مرتبه بیشتر از ترانزیستورهای دو قطبی قدرت مشابه خود می‌باشد. ولتاژ اشباع ماسفت‌های قدرت در حد ترانزیستور‌های قدرت می‌باشد. همه این عوامل باعث می‌شود که ماسفت‌های قدرت انتخاب بهتری برای منابع تغذیه سوئیچینگ باشند.

ماسفت‌های قدرت قطعاتی با گیت ایزوله شده و کنترل شده با ولتاژ می‌باشند. سرعت سوئیچ ماسفت‌های قدرت 10 مرتبه بیشتر از ترانزیستورهای دو قطبی قدرت مشابه خود می‌باشد. ولتاژ اشباع ماسفت‌های قدرت در حد ترانزیستور‌های قدرت می‌باشد.

درایور گیت ماسفت

ماسفت‌های قدرت قطعاتی با گیت ایزوله شده و کنترل شده با ولتاژ می‌باشند. این به این معنی است که برای درایو کردن گیت ماسفت‌ها نیاز به جریان خیلی پایینی می‌باشد. برای به اشباع بردن ماسفت، ولتاژ گیت آنها برای اغلب ماسفت‌های قدرت باید به مقدار 10 ولت برسد. گیت یک ماسفت را می‌توان از دید یک خازن نگاه کرد که بین پایه‌های گیت و سورس قرار گرفته است و مقدار نوعی آن بین 900 تا 2000 پیکوفاراد می‌باشد.

بنابراین در کاربردهای DC برای روشن و خاموش کردن ماسفت فقط به جریانی در حد نانوآمپر نیاز داریم، ولی در کاربردهای سوئیچینگ برای سوئیچ کردن سریع ماسفت بین حالت‌های روشن و خاموش نیاز به جریانهایی در حد آمپر و یا جریان‌های پیک بالاتر می‌باشد.

این به این معنی است که درایور گیت ماسفت باید از نوع pull-up/down و امپدانس پایینی داشته باشد مانند درایور totem-pole (شکل 5-5). همچنین درایور totem-pole باید یک تغذیه ثابت و پایداری جهت شارژ و دشارژ کردن خازن ماسفت با جریان نسبتا بالا را داشته باشد و ولتاژ خروجی این درایور باید در حد ولتاژ لازم جهت سوئیچ کردن ماسفت باشد. با چنین درایوری می‌توان به سرعت سوئیچ 30 الی 50 نانوثانیه بدون ایجاد دردسر رسید. در بعضی مواقع ممکن است ناچار شویم سرعت سوئیچینگ را کاهش دهیم. در چنین حالاتی یک مقاومت محدود کننده جریان با گیت ماسفت سری می‌کنند. این روش طراح را قادر می‌کند که کنترل بهتری روی سرعت سوئیچینگ واقعی داشته باشد. معمولا دوره زمانی سوئیچینگ نباید بیشتر از یک میکروثانیه باشد. زیرا در این حالات تلفات سوئیچینگ افزایش یافته و باعث ایجاد گرمای اضافی روی ماسفت می‌شود.

ساختار فیزیکی ماسفت آن را در کاربردهای منابع تغذیه سوئیچینگ متفاوت تر می‌کند و طراح از این بابت خیالش راحت است که ماسفت‌ها مانند ترانزیستورهای دو قطبی، مشکلات شکست ثانویه و پدیده ازدحام جریان را ندارند. با اینکه تلفات سوئیچینگ هنوز باعث ایجاد گرما روی ماسفت می‌شود، اما تمرکز جریان در یک نقطه وجود ندارد. این باعث می‌شود که محدوده عملکرد سالم بایاس معکوس (RBSOA) و همچنین CSOA ماسفت از توان دوم باشد.

اثر خازنی میلر

یک نقطه حائز اهمیت برای طراح این است که امپدانس درایور نباید بیشتر از 200 اهم تجاوز کند. این شرط نه تنها برای بالا بردن سرعت سوئیچینگ ضروری است، بلکه برای غلبه بر اثر خازنی میلر نیز ضروری می‌باشد. خازن میلر یک خازن معادل کوچک 80 الی 100 پیکوفارادی بین گیت و درین می‌باشد. با اینکه مقدار این خازن کوچک است، ولی افت ولتاژ دو سر آن خیلی بزرگ می‌باشد ( بار ذخیره شده در آن در حد چندین میلی کولن می‌باشد). هنگامی که ماسفت روشن یا خاموش می‌شود، خازن میلر ولتاژهای گذرای روی درین را مستقیما به گیت منتقل می‌کند. بنابراین در درایورهایی که امپدانس بالایی دارند، با رسیدن به ولتاژ آستانه ماسفت، این عمل باعث ایجاد نوسان خواهد شد. با اینکه این عمل برای ماسفت مهلک آور نیست، ولی بشدت توان تلفاتی روی ماسفت را افزایش می‌دهد. با وجود این در درایورهایی که امپدانس خروجی آنها در حد مجاز می‌باشد، نیز در شکل موج ولتاژ گیت حالت‌های گذرا در لبه‌ها دیده می‌شود.

مدها و دلایل خرابی ماسفت‌های قدرت

با این که ماسفت‌های قدرت جهت سوئیچ کردن با فرکانس بالا در منابع سوئیچینگ انتخاب بهتری نسبت به ترانزیستورهای قدرت دو قطبی می‌باشند، برای طراحی منبع تغذیه قابل اطمینان و پایدار دلیل خراب آن‌ها نیز باید بررسی شود. مدها و دلایل خرابی زیر به ترتیب اولویت‌شان لیست شده‌اند.

شکست بهمنی

1 – شکست بهمنی: این مد خرابی موقعی که ولتاژ درین-سورس از حد مجاز ولتاژ شکست در حالت خاموش بودن ماسفت و یا در حال خاموش شدن آن تجاوز کند، اتفاق می‌افتد. دلیل اصلی به وجود آمدن این مشکل سلف‌های پراکنده و نشتی ناشی از سیم پیچ اولیه ترانسفورمر می‌باشد، که در آنها از یکسوکننده‌های کند با زمان بازیابی مستقیم (T_rr) پایین استفاده شده است. این مشکل در اثر ولتاژهای اسپایک به وجود آمده در درین ماسفت در هنگام خاموش شدن ماسفت (زمان نزول) اتفاق می‌افتد. در ماسفت‌های معمولی این مشکل ناشی از ترانزیستور انگلی ( که بخشی از دیو انگلی می‌باشد) به وجود می‌آید. موقعی که حالت بهمنی اتفاق می‌افتد، ممکن است ترانزیستور انگلی میزان شکست بهمنی پایین تری نسبت به خود ماسفت از خود نشان دهد. این به این معنی است که اگر ولتاژ ورودی بیشتر از ولتاژ شکست بهمنی ترانزیستور انگلی باشد، ماسفت در معرض خرابی خواهد بود. در ماسفت‌های اصلاح شده (ruggedized MOSFETs) ولتاژ شکست بهمنی ترانزیستور انگل به میزان بالاتر از ولتاژ شکست بهمنی ماسفت بهینه شده است.

کاهش اثر اسپایک‌ها

برای کاهش اثر این اسپایک‌ها، بهتر است فاصله بین حلقه‌های سیم پیچ ترانسفورمر خیلی نزدیکتر به هم باشند و همچنین از دیودهای با سرعت بالا در سمت ثانویه استفاده شود. اگر باز با انجام دادن این‌ها به نتیجه مطلوب نرسیدیم باید از اسنابرها و مدارهای مهار کننده (بعدا شرح داده می شود) استفاده کنیم. دومین عامل ایجاد این اسپایک‌ها و ولتاژهای هجومی، شبکه ورودی منبع تغذیه می‌باشد. و بهترین راه‌حل برای کاهش این ولتاژها، استفاده از مهارکننده ها قبل از فیلتر RFI در شبکه ورودی می‌باشد.

کموتاسیون دیود ذاتی

2 – کموتاسیون دیود ذاتی (commutation of the intrinsic diode): برخی از تولید کنندگان ماسفت‌های قدرت، همان میزان جریان عبوری از دیود و نرخ سرعت قطع و وصل آن را در مقایسه با خود ماسفت ندارند. بنابراین موقعی که یک جریان از دیود ذاتی عبور می‌کند، مشکلاتی را به وجود می‌آورد. اول از همه، برای برخی از دیودها زمان خاموش شدن آنها بسیار طولانی می‌باشد (شکل 6-5). بنابراین باعث به وجود آمدن تلفات اضافی در داخل ماسفت می‌گردند. بنابراین طراح برای طراحی گرماگیر برای ماسفت، تلفات این دیود را نیز باید در نظر بگیرد. این یکی از عواملی است که به راحتی نادیده گرفته می‌شود و می‌تواند منجر به تلفات بیش از حد در ماسفت شود. اگر دیود زمان بازیابی معکوس پایینی داشته باشد، ممکن است در مدار یک ماسفت دیگری روشن شده باشد. در این صورت یک جریان معکوس خیلی بالایی از دیود عبور می‌کند و باعث ایجاد اتصال کوتاه شبکه ورودی به زمین می‌شود. این جریان لحظه‌ای بزرگ منجر به آسیب دیدن ماسفت می‌شود. این مشکل عمدتا در توپولوژی‌های نیم-پل و تمام-پل اتفاق می‌افتد. راه‌حل این مشکل اضافه کردن دو دیود سرعت بالا به هر یک از ماسفت‌ها می‌باشد. اولین دیود به صورت سری با درین ماسفت قرار می‌گیرد و با خاموش شدن ماسفت این دیود نیز خاموش شده و مانع عبور جریان از دیود ذاتی می‌شود. و دومین دیود نیز موازی با دیود اول و ماسفت قرار می‌گیرد و وظایف دیود ذاتی را انجام می‌دهد.

درایور گیت با امپدانس بالا

3 – درایور گیت با امپدانس بالا: اگر امپدانس راه انداز گیت بالا باشد، در این صورت خازن میلر قادر خواهد بود انرژی کافی برای گیت کوپل کند و باعث پرش‌های ناگهانی در لبه‌های بالا رونده و پایین رونده سیگنال گیت شود. به عبارتی دیگر، FET در هر حالت گذرا (پرش‌های ناگهانی) شروع به نوسان خواهد کرد و این باعث خواهد شد میزان تلفات توان در ماسفت بیشتر شود. امپدانس مدار راه انداز گیت در منابع تغذیه سوئیچینگ (15KHz<) باید کوچکتر از 200 اهم باشد.

تلفات توان بیش از حد

4 – تلفات توان بیش از حد (overdissipation): این اتفاق زمانی می‌افتد که طراح تمام تلفاتی را که در داخل ماسفت تلف می‌شود، در نظر نگیرد. جریان‌ها و ولتاژهای ماسفت باید توسط پروب‌های جریان و ولتاژ اسلوسکوپ اندازه گیری شوند. و سپس از روی گراف‌های بدست آمده ولتاژ و جریان، برای محاسبه توان تلفاتی در ماسفت استفاده می‌شود. تلفات در ماسفت شامل تلفات اشباع، تلفات سوئیچینگ و تلفات دیود داخلی ماسفت می‌باشد. اگر طراح یکی از این تلفات را در نظر نگیرد، ممکن است بعدا دچار مشکل شود و سپس از روی این تلفات باید گرماگیر مناسب برای ماسفت طراحی شود.

ماسفت‌های منطقی

از انواع دیگر ماسفت‌ها که گاها در منابع تغذیه سوئیچینگ به کار می‌روند، ماسفت‌های منطقی ( logic-level MOSFETs) و ماسفت‌های دارای حسگر جریان (current-sensing MOSFETs) می‌باشند. خروجی ماسفت‌های منطقی با سطح ولتاژ 5 ولت به جای 10 ولت در گیت-سورس به حالت اشباع می‌روند. این باعث می‌شود که مدارهای منطقی و دیجیتال و یا مدارهای دیگری که با سطح ولتاژ 5 ولت کار می‌کنند قادر به سوئیچ کردن جریان‌های بالا توسط این ماسفت‌ها شوند. تنها نقطه ضعف این ماسفت‌ها در رابطه با کاربرد آن‌ها در منابع تغذیه سوئیچینگ این است که ظرفیت خازن گیت-سورس آنها دو برابر ماسفت‌های معمولی می‌باشد. بنابراین درایو کردن این ماسفت‌ها سخت تر از ماسفت‌های معمولی می‌باشد.

ماسفت‌های دارای حسگر جریان

ماسفت‌های دارای حسگر جریان (شکل7-5)، یک جریان آینه در داخل ماسفت درست می‌کنند. مقدار این جریان آینه دقیقا متناسب با جریان گذرنده از درین-سورس ماسفت می‌باشد. اما میزان این جریان خیلی پایین تر از جریان درین می‌باشد. بنابراین طراح با اندازه‌گیری این جریان می‌تواند جریان بار را محاسبه کند (با تلفات پایین). همچنین استفاده از این ماسفت‌ها به صرفه تر از روش‌های دیگر برای اندازه‌گیری جریان بار می‌باشد. برای انجام این کار دو پایه دیگر در ماسفت در نظر گرفته شده است: پایه آینه که جریان آینه از آن عبور می‌کند و پایه کلوین که یک پایه اتصال با نویز کم می‌باشد. جریان آینه با گذاشتن یک مقاومت کوچک بین پایه‌های آینه و کلوین به ولتاژ تبدیل می‌شود و سپس این ولتاژ به مدار کنترل اعمال می‌شود. مقدار مقاومت حسگر جریان نباید بیشتر از 200 اهم تجاوز کند زیرا در غیر این صورت گرمای تولید شده در ماسفت در مقاومت اثر کرده و باعث بروز اشتباه و خطا در اندازه گیری می‌شود.

قسمت سوئیچ‌های قدرت به پایان رسید. امیدوارم این نوشته برایتان مفید باشد.

 

منبع:  میکرودیزاینرالکترونیک